Введение

При современном уровне развитии технологий большинство ДКМВ-радиоприемных устройств (РПУ) могут быть реализованы в цифровой форме. Внедрение методов цифровой обработки, современных интегральных микросхем в РПУ объясняется, с одной стороны, сложностью или невозможностью решения ряда практических задач с помощью аналоговой обработки, а с другой, как было сказано выше – прогрессом микроэлектронной промышленности и расширением возможностей цифровой вычислительной техники.

Однако имеет несколько серьезных недостатков – в частности, в отношении чувствительности, динамического диапазона и подавления внеполосных излучений. Поэтому важную роль приобретает контроль и улучшение параметров, характеризующих устойчивость приемника к воздействию внешних помех и шумов.

В данная статья
посвящена исследованию и вопросам проектирования, реализации РПУ ДКМВ-диапазона с прямым цифровым преобразованием. Предложены пути практического решения некоторых проблем, стоящих перед разработчиками приемных устройств, а так же описан пример реализации подобных проектов.

Основная часть

Упрощенная структурная схема приемника с прямым цифровым преобразованием частоты приведена на рисунке 1.

Рисунок 1 – Обобщенная структурная схема ДКМВ-приемника с прямым цифровым преобразованием частоты.

Входной сигнал после антенны поступает на преселектор, который осуществляет первичную селекцию необходимого сигнала. Далее сигнал аналоговый сигнал оцифровывается с помощью аналого-цифрового преобразователя (АЦП) и поступает в блок цифровой обработки (ЦОС). Блок ЦОС решают следующие задачи: выделение требуемого канала, перенос спектра сигнала на низкую частоту и декодирование содержащихся в сигнале данных или детектирование. Для решения задач понижения частоты дискретизации, понижения частоты и фильтрации применяются программируемые логические интегральные микросхемы (ПЛИС), либо специализированные микросхемы цифровых приемников (цифровой понижающий преобразователь частоты – digital down converter).

Такая структура обеспечивает максимальное приближение цифровой части РПУ, сокращение количества аналоговых элементов, малое энергопотребление, возможность размещения всех элементов в одном портативном корпусе.

Определим ряд требований, которые в дальнейшем будем использовать при расчетах и анализе структуры приемника. Амплитуда сигналов в КВ диапазоне может находится в диапазоне 0,1 мкВ – 10 В. Такое высокое значение сигнала вызвано различными видами помех. Частота принимаемого сигнала соответствует ДКМВ диапазону 1,5 – 30 МГц, полоса сигнала 1 – 260 кГц. Параметры избирательности определены ГОСТ Р 52016 – 2003.

Структурная схема аналоговой части и блока понижения частоты входного сигнала приемника с прямым цифровым преобразованием (рисунок 2).

Рисунок 2 – Структурная схема аналоговой части и первичной цифровой обработки сигнала

Входной аттенюатор с регулируемым коэффициентом ослабления и усилитель обеспечивает масштабирование амплитуды сигнала при воздействии сильных помех, которые помогут привести к невозможности приема необходимой информации и появлению интермодуляционных искажений.

Группа коммутируемых преселекторов представляет собой набор полосовых фильтров. Весь диапазон рабочих частот разбивается на поддиапазоны. Они осуществляют первичную селекцию сигнала

Фильтр низких частот или антиэлайсинговый фильтр устраняет эффект наложения спектра, который возникает при цифровой обработке сигнала.

Блок понижения частоты осуществляет перенос спектра на нулевую частоту. Он построен на основе квадратурного демодулятора, с последующей фильтрацией и децимацией смещенного в область нулевой частоты сигнала. Последующая обработка и блок управления сигнала в статье не затрагиваются.

Определение разрядности АЦП.

Определим величину динамического диапазона напряжению, которую должен обеспечивать проектируемый приемник по формуле 1

Диапазон входных сигналов составляет 0,1 мкВ – 10 В.

Определим значение сигнал-шум SNR на выходе АЦП по формуле 2

Где N – разрядность АЦП

f_S– частота дискретизации АЦП

F – полоса занимаемого сигнала

Рассмотрев параметры существующих АЦП, для первого случая выберем частоту дискретизации равной 100 MSPS, при максимальной в данном случае разрядности 16 бит. Значение полосы сигнала из технического задания составляет 260 кГц (наихудший случай):

Для второго случая, выберем частоту дискретизации равную 2 MSPS, при максимальной разрядности АЦП равной 24 бит:

Из полученных значений SNR можно сделать вывод, что современные АЦП не могут обеспечить заданный динамический диапазон без использования системы масштабирования амплитуды сигнала.

Увеличение разрядности АЦП приводит к снижению шумов квантования, а также к снижению в целом коэффициентом шума АЦП, который вносится в общий коэффициент шума приемника. Поэтому необходимо использовать АЦП с максимальной высокой разрядностью.

Определим разрядность АЦП, необходимую для обеспечения необходимого значения динамического диапазона приемника при частоте дискретизации 100 MSPS по формуле 3:

Для полученного значения динамического диапазона наилучшее значение разрядности АЦП составило 26 разрядов при частоте дискретизации 100 МГц. В настоящее время, аналого-цифровых преобразователей с такой разрядностью не существует. Поэтому приходится производить перераспределение между разрядностью АЦП и частотой дискретизации.

Определение частоты дискретизации

Согласно теореме Котельникова, частота дискретизации АЦП должна быть как минимум в 2 раза больше наивысшей спектральной составляющей входного сигнала F_S>2f_MAX

Фильтр низкой частоты следует разрабатывать так, чтобы частоты, превышающие частоту Найквиста, подавлялись до уровня, неразличимого АЦП. Минимальное подавление в полосе фильтра определяется формулой 4:

, (4)

где N – разрядность АЦП

Значение Amin для различных значений N приведены в таблице 1.

Таблица 1 – Оценка минимального затухания Amin в полосе подавления фильтра низких частот для различных значений разрядности АЦП.

Таким образом, чем выше разрядность АЦП, тем выше заграждение сигнала в полосе подавления фильтра.

Исходя из сказанного выше и возможностей современных АЦП, выберем частоту дискретизации Fs = 80 МГц.

Расчет фильтра низкой частоты

В качестве антиэлайсиного фильтра будем использовать фильтр Кауэра, так как АЧХ фильтра имеет большую крутизну по сравнению с фильтрами Чебышева и Баттерворта, что позволяет снизить эффект наложения спектра. При использовании такого фильтра порядок фильтра будет минимальным.

Параметры фильтра: Частота среза w₀ – 1,948*10⁸ рад/с, частота подавления фильтра выберем равной частоте Найквиста w₁ – 2,011*10⁸ рад/с. Неравномерность
R_p в полосе пропускания – 3 дБ. Величина ослабления фильтра в полосе
подавления > 70 дБ. При таких заданных параметрах мы получим фильтр 7 порядка.

Параметры фильтра и его АЧХ, полученные с помощью САПР Micro-Cap 9, изображены на рисунке 3.

Рисунок 3 – АЧХ фильтра Кауэра в САПР Micro-Cap 9.

Определение требуемого коэффициента усиления

Коэффициент усиления можно определять разными способами, остановимся на определении коэффициента усиления по отношению мощности сигнала P1dB по выходу при сжатии на 1 dB к MDS (Minimum detectable signal – минимальный детектируемый сигнал)

Общий коэффициент усиления входного тракта G определяется по формуле 5.

, (5)

где P1db = 10 dB– максимальное значение мощности сигнала на входе АЦП при сжатии
на 1 дБ.

– минимальный детектируемый сигнал

NFпр – коэффициент шума приемника

Исходя из этого коэффициент усиления определяется по формуле 6.

(6)

где Nq- шум квантования.

Коэффициент шума согласно ГОСТ 52016 – 2003 не должен превышать 15 дБ. Шум квантования обычно принимают равным 6 дБ. Потери в входных цепях и фильтре низкой частоты примем равными 6 дБ. Результаты сведены в таблицу 2.

Таблица 2 – Расчет требуемого коэффициента усиления для различных значений разрядности и частоты

Из таблицы 2 можно сделать вывод, что увеличение разрядности АЦП способствует уменьшению необходимого усиления принимаемого сигнала.

Определение коэффициента шума АЦП

Коэффициент шума АЦП определяется по формуле 7.

Где V_REF – опорное напряжение АЦП

SNR_АЦПВЫХ с учетом шума квантования АЦП рассчитывается по формуле 8.

(8)

Определим коэффициент шума АЦП. Опорное напряжение современных АЦП варьируется в диапазоне от 2,35В до 5,25В. Для наихудшего случая при минимальном разрешение 8 бит, и опорном напряжении 5,25 В при частоте дискретизации по Найквисту равной 100 МГц коэффициент шума АЦП составляет:

При разрешении 16 бит, коэффициент шума АЦП составляет:

При разрешении 18 бит, коэффициент шума АЦП составляет:

Данные результаты могут служить для сравнения различных АЦП и общей эмпирической оценки параметров. Поскольку зрительно величины являются достаточно большими, становится очевидным, что при проектировании реальных устройств с применением АЦП целесообразно, чтобы им предшествовали малошумящие усилительные каскады. Увеличение частоты дискретизации в 10 раз приводит к улучшению коэффициента шума на 10 дБ, а увеличение разрядности на 2 бита уменьшает коэффициент шума на 12 дБ. То же самое касается и параметра SNR. Следовательно, увеличение частоты дискретизации часто не является предпочтительным средством улучшения характеристик. При решении задач проектирования может быть совершен выгодный размен высокоскоростных АЦП на преобразователи с высоким разрешением, тем более что пониженные частоты удобнее для последующей цифровой обработки сигнальным процессором.

Определение требований по избирательности преселектора.

Входной преселектор обеспечивает первичную селекцию сигнала, выделяя нужный сигнал, сужая полосу сигналов, обрабатываемую АЦП, тем самый увеличивая динамический диапазон по соседним каналам.

Рабочий диапазон разделен на 9 частотных поддиапазонов (таблица 3) с соответствующими полосами пропускания по уровню -3 дБ.

Таблица 3 – Разделение рабочего диапазона частот на поддиапазоны.

На рисунке 4 изображена АЧХ фильтра полосового фильтра 9 поддиапазона. Он представляет собой фильтр Чебышева 11 порядка.

Рисунок 4 – Амплитудно-частотная характеристика фильтра Чебышева.

Блок цифрового понижения частоты

Данный блок построен на основе квадратурного демодулятора, схема которого изображена на рисунке 5.

Рисунок 5 – Структурная схема квадратурного демодулятора

Блок понижения частоты обеспечивает перенос спектра входного действительного сигнала с промежуточной частоты на низкую частоту, умножая отсчеты входного сигнала на отсчеты опорного сигнала: sin(ωt) и cos(ω t).

Для задач децимации сигналов оптимальным вариантом является каскадное соединения прореживающего интегрально-гребенчатого фильтра (ИГФ – cascaded integral-comb filters) и компенсирующего-прореживающего фильтра с конечной-импульсной характеристикой (КИХ-фильтр). Структурная схема такого построения изображена на рисунке 6.

Рисунок 6. Применения ИГФ в задачах децимации сигнала.

Поскольку АЧХ таких фильтров имеет форму, подобную функции sin(x)/x, после ИГФ включают качественный фильтр КИХ-фильтр с линейной ФЧХ, задачей которого является компенсация неравномерности АЧХ ИГФ в полосе пропускания. Такая структура обладает рядом ценных качеств:

• Децимация с предварительной фильтрацией ИГФ позволяет реализовать узкополосные ФНЧ с существенным уменьшением вычислительной сложности по сравнению с реализацией в виде одного КИХ-фильтра низкой частоты.
  
• КИХ-фильтр низкой частот работает на пониженной частоте дискретизации, что ведет к уменьшению потребляемой энергии в высокоскоростных аппаратурных реализациях.
  
• ИГФ не используют операции умножения
  

Полоса принимаемого сигнала составляет F = 1,5 – 260 кГц соответственно частоту дискретизации можно понизить до 520 кГц без наложений спектра.

Частоту дискретизации f_S = 80 МГц необходимо снизить до f_SNEW= 1,25 МГц. Коэффициент децимации в данном случае составляет

Децимация осуществляется в 2 этапа – с коэффициентами децимации М₁ = 32 и
М₂ = 2. Для устранения наложения спектра задержка CIC – фильтра должна составлять
D = 2*M₁ = 2*32 = 64. Величину ослабления наложения выберем равной 40 дБ. Для получения АЧХ CIC-фильтра изображен на рисунке 7.

Рисунок 7 – АЧХ проектируемого CIC-фильтра.

Из АЧХ CIC-фильтра видно, что усиление фильтра составляет K₀ = 130 дБ. Из этого можно определить порядок фильтра по формуле 9.

(9)

Таким образом, потребуется CIC-фильтр 4-ого порядка.

Определим граничную частоту КИХ-фильтра по формуле 10.

где F_i – частота дискретизации на выходе КИХ-фильтра

Неравномерность в полосе пропускания б_Р = 0,00115, неравномерность в полосе подавления б_Р = 0,0001. Для получения АЧХ фильтра (рисунок 8) используется САПР Simulink.

Рисунок 8 – АЧХ проектируемого КИХ-фильтра.

Заключение

В результате работы были даны рекомендации для построения ДКМВ приемника с прямым цифровым преобразованием частоты, приведены расчеты по определению числовых и функциональных параметров. Также предложен способ цифровой фильтрации и децимации сигнала принимаемого сигнала с использованием КИХ и CIC фильтров. Приведенные рекомендации могут быть использованы радиоинженерами и студентами соответствующих специальностей.

Библиографический список

1. Kester W. Taking the mistery out of the infamous formula. – REV.0, 2005.
2. Understanding and enhancing sensitivity in receivers for wireless applications. Technical Brief SWRA030 / Edited by Matt Loy. – Texas Instruments Incorporated, 1999.
3. Ричард Лайонс, Цифровая обработка сигналов.2006. 2-е издание.
4. И.И. Забеньков, Н.Н. Исакович «Проектирование цифровых приемных устройств» //Доклады БГУИР. 2006. №1
5. Расчет проектирование и реализация широкополосного приемника//Журнал «Специальная техника».2012. №2

---

Количество просмотров публикации: Please wait

Все статьи автора «Сергей Вахрушев»